为何使用开关模式电源？

显然是高效率。在smps中，晶体管在开关模式而非线性模式下运行。这意味着，当晶体管导通并传导电流时，电源路径上的压降最小。当晶体管关断并阻止高电压时，电源路径中几乎没有电流。因此，半导体晶体管就像一个理想的开关。晶体管中的功率损耗可减至最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计人员使用smps而不是线性稳压器或ldo的主要原因，特别是在高电流应用中。例如，如今12vin、3.3vout开关模式同步降压电源通常可实现90%以上的效率，而线性稳压器的效率不到27.5%。这意味着功率损耗或尺寸至少减小了8倍。

最常用的开关电源——降压转换器

图8显示最简单、最常用的开关稳压器——降压型dc/dc转换器。它有两种操作模式，具体取决于晶体管q1是开启还是关闭。为了简化讨论，假定所有电源设备都是理想设备。当开关（晶体管）q1开启时，开关节点电压vsw = vin，电感l电流由(vin – vo)充电。图8(a)显示此电感充电模式下的等效电路。当开关q1关闭时，电感电流通过续流二极管d1，如图8(b)所示。开关节点电压vsw = 0v，电感l电流由vo负载放电。由于理想电感在稳态下不可能有直流电压，平均输出电压vo可通过以下公式算出：

图8.降压转换器操作模式和典型波形

其中ton是开关周期ts内的导通时间间隔。如果ton/ts之比定义为占空比d，则输出电压vo为：

当滤波器电感l和输出电容co的值足够高时，输出电压vo为只有1mv纹波的直流电压。在这种情况下，对于12v输入降压电源，从概念上讲，27.5%的占空比提供3.3v输出电压。

除了上面的平均法，还有一种方式可推导出占空比公式。理想电感在稳态下不可能有直流电压。因此，必须在开关周期内保持电感的伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡需要：

因此，vo = vin • d (5)

公式(5)与公式(3)相同。这个伏秒平衡法也可用于其他dc/dc拓扑，以推导出占空比与vin和vo的关系式。

降压转换器中的功率损耗

直流传导损耗

采用理想组件（导通状态下零压降和零开关损耗）时，理想降压转换器的效率为100%。而实际上，功耗始终与每个功率元件相关联。smps中有两种类型的损耗：直流传导损耗和交流开关损耗。

降压转换器的传导损耗主要来自于晶体管q1、二极管d1和电感l在传导电流时产生的压降。为了简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略电感电流的交流纹波。如果mosfet用作功率晶体管，mosfet的传导损耗等于io2 • rds(on) • d，其中rds(on)是mosfet q1的导通电阻。二极管的传导功率损耗等于io • vd • (1 – d)，其中vd是二极管d1的正向压降。电感的传导损耗等于io2 • r dcr，其中r dcr是电感绕组的铜电阻。因此，降压转换器的传导损耗约为：

例如，12v输入、3.3v/10amax输出降压电源可使用以下元件：mosfet rds(on) = 10mω，电感rdcr = 2 mω，二极管正向电压vd = 0.5v。因此，满负载下的传导损耗为：

如果只考虑传导损耗，转换器效率为：

上述分析显示，续流二极管的功率损耗为3.62w，远高于mosfet q1和电感l的传导损耗。为进一步提高效率，adi公司建议可将二极管d1替换为mosfet q2，如图9所示。该转换器称为同步降压转换器。q2的栅极需要对q1栅极进行信号互补，即q2仅在q1关断时导通。同步降压转换器的传导损耗为：

图9.同步降压转换器及其晶体管栅极信号

如果10mω rds(on) mosfet也用于q2，同步降压转换器的传导损耗和效率为：

上面的示例显示，同步降压转换器比传统降压转换器更高效，特别适用于占空比小、二极管d1的传导时间长的低输出电压应用。

交流开关损耗

除直流传导损耗外，还有因使用不理想功率元件导致的其他交流/开关相关功率损耗：

1. mosfet开关损耗。真实的晶体管需要时间来导通或关断。因此，在导通和关断瞬变过程中存在电压和电流重叠，从而产生交流开关损耗。图10显示同步降压转换器中mosfet q1的典型开关波形。顶部fet q1的寄生电容cgd的充电和放电及电荷qgd决定大部分q1开关时间和相关损耗。在同步降压转换器中，底部fet q2开关损耗很小，因为q2总是在体二极管传导后导通，在体二极管传导前关断，而体二极管上的压降很低。但是，q2的体二极管反向恢复电荷也可能增加顶部fet q1的开关损耗，并产生开关电压响铃和emi噪声。公式(12)显示，控制fet q1开关损耗与转换器开关频率fs成正比。精确计算q1的能量损耗eon和eoff并不简单，具体可参见mosfet供应商的应用笔记。

图10.降压转换器中顶部fet q1的典型开关波形和损耗

2. 电感铁损psw_core。真实的电感也有与开关频率相关的交流损耗。电感交流损耗主要来自磁芯损耗。在高频smps中，磁芯材料可能是铁粉芯或铁氧体。一般而言，铁粉芯微饱和，但铁损高，而铁氧体材料剧烈饱和，但铁损低。铁氧体是一种类似陶瓷的铁磁材料，其晶体结构由氧化铁与锰或氧化锌的混合物组成。铁损的主要原因是磁滞损耗。磁芯或电感制造商通常为电源设计人员提供铁损数据，以估计交流电感损耗。

3. 其他交流相关损耗。其他交流相关损耗包括栅极驱动器损耗psw_gate（等于vdrv • qg • fs）和死区时间（顶部fet q1和底部fet q2均关断时）体二极管传导损耗（等于(δton + δtoff) • vd(q2) • fs）。

总而言之，开关相关损耗包括：

通常，计算开关相关损耗并不简单。开关相关损耗与开关频率fs成正比。在12vin、3.3vo/10amax同步降压转换器中，200khz – 500khz开关频率下的交流损耗约导致2%至5%的效率损失。因此，满负载下的总效率约为93%，比lr或ldo电源要好得多。可以减少将近10倍的热量或尺寸。

[未完待续]

参考资料

[1] v. vorperian，“对使用pwm开关模式的pwm转换器的简化分析：第i部分和第ii部分”，ieee transactions on aerospace and electronic systems，1990年3月，第26卷，第2期。

[2] r. b. ridley, b. h. cho, f. c. lee，“对多环路控制开关稳压器的环路增益的分析和解读”，ieee transactions on power electronics，第489-498页，1988年10月。

[3] h. zhang，“开关模式电源的模型和回路补偿设计”，凌力尔特应用笔记an149，2015年。

[4] h. dean venable，“控制系统的最佳反馈放大器设计”，venable技术文献。

[5] h. zhang，“使用ltpowercad设计工具分五个简单的步骤设计电源”，凌力尔特应用笔记an158，2015年。

[6]上的ltpowercad™设计工具。

[7] h. zhang，“非隔离式开关电源的pcb布局考虑因素”，凌力尔特公司的应用笔记136，2012年。

[8] r. dobbkin，“低压差稳压器可直接并联以散热”，lt journal of analog innovation，2007年10月。

[9] c. kueck，“电源布局和emi”，凌力尔特应用笔记an139，2013年。

[10] m. subramanian、t. nguyen和t. phillips，“高电流电源低于毫欧的dcr电流检测和精确多相均流”，lt journal，2013年1月。

[11] b. abesingha，“快速精确的降压dc-dc控制器在2mhz下直接将24v转换为1.8v”，lt journal，2011年10月。

[12] t. bjorklund，“高效率4开关降压-升压控制器提供精确输出限流值”，凌力尔特设计笔记499。

[13] j. sun、s. young和h. zhang，“µmodule稳压器适合15mm × 15mm × 2.8mm、4.5v-36vin至0.8v-34v vout的（接近）完整降压-升压解决方案”，lt journal，2009年3月。

以上是网络信息转载，信息真实性自行斟酌。